Автор неизвестен - Сборник научных трудов 3-го международного радиоэлектронного форума прикладная радиоэлектроника - страница 77

Страницы:
1  2  3  4  5  6  7  8  9  10  11  12  13  14  15  16  17  18  19  20  21  22  23  24  25  26  27  28  29  30  31  32  33  34  35  36  37  38  39  40  41  42  43  44  45  46  47  48  49  50  51  52  53  54  55  56  57  58  59  60  61  62  63  64  65  66  67  68  69  70  71  72  73  74  75  76  77  78  79  80  81  82  83  84  85  86  87  88  89  90  91  92  93  94  95  96  97  98  99  100  101  102  103  104  105  106  107  108  109  110  111  112  113  114  115  116  117 

кХ' (к; р', ф' = а) -кХ' (к; р', ф' = 0) == р (к; р', ф') sin (а/2), (18)

(к; р', ф' = а) -    (к; р', ф' = 0) = 0, (19)

3. Выводы. При возбуждении клина расходящейся цилиндрической волной все пространственные азимутальные гармоники наводимого электрического тока имеют оди­наковую радиальную постоянную распространения, равную постоянной распространения свободного пространства.

В случае поперечной цилиндрической волны распределение электрического тока в окрестности угловой точки носит симметричный характер и определяется нулевой про­странственной гармоникой, а поверхностная плотность заряда определяется нулевой и первой пространственными гармониками.

Плотность тока и заряда в окрестности угловой точки при возбуждении клина рас­ходящейся цилиндрической волной электрического типа описывается четырьмя про­странственными гармониками наводимого тока.

Показано, что ребро клина является дельта-образным источником расходящейся цилиндрической волны, а причиной его излучения является дискретное изменение по на­правлению плотности электрического тока в окрестности угловой точки.

Сформулировано граничное условие в месте возбуждении клина заряженной реля­тивистской нитью, которое может быть использовано при анализе антенны переходного излучения.

Литература

1. Н. Shantz. The art and science of ultra- wideband antennas.- Boston.: Artech house, pp. 2005.- 331.

2. В.Л. Гинзбург, В.Н. Цитович. Переходное излучение и переходное рассеяние.-М.: Наука, 1984.- 360с.

3. В.А. Балакирев и др. Физические механизмы переходного излучения электро­магнитных импульсов // Журнал технической физики, 69(10) (1999) с. 90- 95.

4. П.Я. Уфимцев. Метод краевых волн в физической теории дифракции. - М: Сов. радио. 1962. - 243 с.

5. Г.Т. Марков, А.Ф. Чаплин. Возбуждение электромагнитных волн. М.-Л.: Энергия. 1967. - 376 с.

УПРАВЛЕНИЕ ПОЛЯМИ РАССЕЯНИЯ В ЗЕРКАЛЬНЫХ АНТЕННАХ

Гусевский В.И., Гнедак П.В. ФГУП ОКБ МЭИ 11250, Москва, Красноказарменная ул., д. 14 Тел. 737-04-60 (78-42), vigvam332@rambler.ru On the basis of a method aperture of orthogonal polynomials the way and algorithms of creation of special phase distortions in apertures of reflector antennas with the help of controlled passive scatterers is offered. Such distortions can provide an angular displacement of a main lobe for obtaining an equisignal zone or forming in given directions nulls in an antenna's pattern in directions of incoming of jammings. The imported phase distortions are determined by crite­rion of minimum lowering of an own antenna gain.

Введение. Расширение функциональных возможностей зеркальных антенн, в част­ности, повышение помехозащищённости радиотехнических комплексов с зеркальными антеннами, всегда являлось и является желательным направлением этого раздела антен­ной техники. Особый интерес разработчиков связан с использованием управляемых пас­сивных рассеивателей, определенным образом меняющих результирующее амплитудно-фазовое распределение поля в раскрыве зеркальной антенны.

В работах [1, 2] предлагается устанавливать такие пассивные рассеиватели на внут­ренней стороне зеркальной поверхности, которые обеспечивают формирование провалов в ДН в дальней зоне в известных направлениях прихода помех. Для решения этой задачи в [3] используется оптимизационный генетический алгоритм, позволяющий найти место установки рассеивателей и величину вносимых фазовых искажений. Однако доказатель­ства оптимальности получаемых результатов не приводятся, хотя, априори известно, что рассматриваемая задача является нелинейной многоэкстремальной задачей многопара­метрического математического программирования.

Ниже рассматриваются алгоритмы определения с помощью пассивных рассеивате-лей таких фазовых искажений в раскрыве зеркальной антенны, которые обеспечивают формирование провалов в ДН в заданных направлениях или небольшое угловое смеще­ние главного лепестка ДН для создания равносигнальной зоны антенн с режимом авто­слежения.

Метод расчета. Метод решения поставленной задачи основан на методе апертур-ных ортогональных полиномов (АОП), [4]. На первом этапе по заданному амплитудному распределению поля в раскрыве зеркала p(x,y) по основной поляризационной компоненте находится последовательность двумерных ортогональных многочленов.

Искомое фазовое распределение определяется с помощью минимизации следующе­го функционала:

где Спт - коэффициенты Фурье представления фазового распределения в виде отрезка ряда Фурье по найденным ортогональным полиномам, Лд - множители Лагранжа, Р,рд) - энергетическая ДН в направлениях прихода помех - ,рд) , д - номер фор­мируемого провала.

Ключевым моментом вычислительного процесса является процедура ортогонализа-ции Грамма-Шмидта на плоском двумерном раскрыве, ограниченном произвольной кри­вой с весовой функцией, отождествляемой с амплитудным распределением поля.

Искомые коэффициенты Фурье разложения функции фазового распределения нахо­дятся их системы линейных алгебраических уравнений, получаемых из условий миниму­ма функционала (1):

(1)ді <ЗСІ :0;

ді

0

(2)

после линеаризации подынтегрального экспоненциального множителя выражения для энергетической ДН в дальней зоне, как это показано в [4].

После синтеза фазового распределения в раскрыве зеркальной антенны необходимо решить задачу его аппроксимации минимальным числом рассеивателей, создающими ло­кальные фазовые возмущения в раскрыве зеркала. Эта процедура опирается на доказан­ное в [4] утверждение о существовании в раскрывах антенн локальных зон, ответствен­ных за формирование определенных гармоник фазового распределения с минимальной амплитудой фазовых возмущений. Местоположение таких локальных зон находится из условий:

дС

0,

дС

0,

(3)

где частные производные вычисляются по множеству точек раскрыва, отвечающих соот­ношениям (3).

Например, для возбуждения кубических искажений в нормированном линейном раскрыве антенны при равномерном амплитудном распределении из (3), с учетом того, что в этом случае Р3(х) является многочленом Лежандра, имеем:

д^3(х)   д(5х3 - 3х)

дх„

0,

= ±

причем к этим точкам необходимо присовокупить концевые точки ±1. То есть, локальные фазовые возмущения в этих точках, возбуждающие кубическую гармонику, имеют ми­нимальную амплитуду возбуждения и, следовательно, наименьшим образом снижают КНД антенны в главном направлении. Пересчет синтезированного фазового распределе­ния из раскрыва на криволинейную поверхность зеркала производится на основе геомет-рооптической лучевой трактовки процесса распространения радиоволн. Нужно подчерк­нуть, что ортогональные фазовые возмущения высших порядков не изменяют угловой ориентации главного лепестка ДН.

В качестве неуправляемых пассивных рассеивателей могут использоваться метал­лические и диэлектрические накладки на зеркальной поверхности. Такой вариант дефор­мации ДН антенны может быть использован в зеркальных антеннах с односторонним по­ниженным уровнем боковых лепестков, для уменьшения влияния подстилающей поверх­ности при ориентации антенны под малыми углами места [5].

На рис. 1 показана ДН зеркальной антенны с кусочно-постоянными фазовыми воз­мущениями.

Э градусы

Рис. 1. Одностороннее подавление боковых лепестков в линейной антенне с равномерным амплитудным распределением в широкой полосе частот уо±16%Уо

СРРСН'2008

1-ч. 2 - 3 6

В [1, 2] управляемые фазовые возмущения предлагается создавать с помощью ме­ханически перемещаемых рассеивателей в виде дисков или вибраторов, однако, для управления формой ДН в реальном масштабе времени такие варианты оказываются не­приемлемыми. В связи с этим в настоящее время проводится разработка управляемых рассеивателей, объединяемых с отражательными фазовращателями [5] полупроводнико­вого или ферритового типов. Для этой цели могут быть использованы также частотно-селективные поверхности, образованные печатными вибраторными или щелевыми излу­чателями и встроенными в них СВЧ-коммутационными элементами. Кусками таких по­верхностей перекрываются зоны локальных возмущений. При включенном состоянии диодов кусок поверхности дает опережающий сдвиг фаз отраженных электромагнитных волн, а при выключенном состоянии появляется запаздывание по фазе отраженной волны по сравнению с фазой волны, отраженной неискаженной частью смежной зеркальной по­верхности.

Взвод. Описанный способ управления полями рассеяния в зеркальных антеннах претендует на получение оптимальных решений по критерию стабильности углового на­правления главного луча ДН и минимальных потерь коэффициента усиления при нали­чии локальных фазовых возмущений, обеспечивающих формирование провалов в ДН в направлениях прихода помех.

Литература

1. D.Jacavanko. Reflektor antenna having sidelobe suppression elements /Patent USA №4631547, XII, 1986.

2. J.L.Poirer. Reflector antenna having sidelobe nulling assembly with metallic grating /Patent USA №4725847, II, 1988.

3. R.Haupt. Adaptive Nulling with a reflector antenna using movable scattering elements. //IEEE Transaction on AP, v.53, №2, 2005/.

4. Е.Г.Зелкин, В.Ф.Кравченко, В.И.Гусевский. Конструктивные методы аппрокси­мации в теории антенн. Москва: Сайн-пресс, 2005, стр.407-435.

5. Патент. Ru №2311708 H01Q Бюл.№33, 27.11.2007 г.

СРРСН'2008

I-ч. 2 - 3 7

АНАЛИЗ РУПОРНЫХ АНТЕНН СО СЛОЖНОЙ ФОРМОЙ ПОПЕРЕЧНОГО СЕЧЕНИЯ

Манойлов В. Ф.1, Павлюк В. В.2, Чухов В. В.1 1 Житомирский государственный технологический университет 10005, г. Житомир, ул. Черняховского, 103, тел. 0412 22-14-10 2Житомирский военный институт имени С. П. Королева Национального авиационного университета

10004, г. Житомир - 4 , проспект Мира, 22, тел. 0414 25-04-91 Approaches and methodology to the decision of internal electrodynamic tasks of wide­band square double- and quadriged horns analysis and synthesis are considered in given work. It is based on cross-sectional method with accounting the ridged waveguides eigenvalues to per­form a forward and backward calculation.

Введение. Непрерывное повышение требований, предъявляемых к различным ра­диотехническим комплексам, заставляет искать пути улучшения характеристик входящих в них элементов, в частности их антенных систем и канализирующих устройств. Во мно­гих случаях в качестве антенн в таких комплексах используются волноводные и рупор­ные излучатели, обладающие рядом полезных свойств: простотой, высоким уровнем со­гласования со свободным пространством, надежностью в эксплуатации. Реализовать ука­занные требования в широкой полосе частот возможно с помощью волноводных и ру­порных излучателей со сложной формой поперечного сечения [1-3]. Изменяя параметры сечения, можно существенно влиять на внутренние и внешние электродинамические ха­рактеристики излучателей, уменьшать их размеры при обеспечении работы в заданном диапазоне частот.

Большой интерес для построения антенных решеток и многоэлементных облучате­лей представляют рупорные излучатели на основе волноводов с двух- и четырехгребне-вым сечениями и апертурой простой формы без гребней (прямоугольной или круглой) [2]. Внешние характеристики таких антенн поддаются анализу при помощи известных апертурных подходов и несложных выражений, в то время как решение внутренних элек­тродинамических задач их анализа и синтеза представляет основной научный и практи­ческий интерес. Настоящая работа посвящена разработке необходимых методических подходов к решению этих задач.

Общая методика решения электродинамических задач гребневых рупорных антенн. Наиболее целесообразно расчет гребневых рупорных антенн (РА) осуществлять на основе теории собственных волн и вычислении их амплитуд с помощью метода попе­речных сечений (МПС) [4]. В случае небольших углов раскрыва достаточно использовать собственные функции регулярных волноводов.

Непосредственное использование подходов МПС к анализу гребневых рупорных антенн сопряжено с определенными трудностями, поскольку в настоящее время не най­дены конечные выражения для их собственных функций. Выражения, полученные с по­мощью методов частичных областей, представляют собой бесконечные ряды по собст­венным функциям частичных областей, а их непосредственное использование приводит к повышению громоздкости изложений и неоправданному осложнению конечных выраже­ний. Применение же численных решений, полученных с помощью сеточных методов [5], вообще не предусматривает существование конечных выражений и делает нецелесооб­разным применение МПС.

Возможный вариант решения данного задания заключается в следующем. Как из­вестно, между постоянной распространения kz и волновым числом k свободного про­странства существует связь, которая описывается с помощью дисперсионного уравнения

k2 =kl +k2, (1) где ks имеет значение поперечной составляющей волнового числа. С другой стороны, ks является собственным числом волнового уравнения для поперечного сечения волновода:

СРРСН'2008

I-ч. 2 - 3 8

У2^ + к] 1 = 0, (2)

где У2 - двумерный оператор Лапласа, и зависит лишь от его геометрии и типа волны, определяемой собственной функцией 1.

В случае неизменного типа волны, распространяющейся в волноводе, при измене­нии простой формы поперечного сечения волновода за счет внесения неоднородности однозначно происходят изменения собственных чисел. Очевидно, что и наоборот, ис­пользование отличающегося от начального значения собственного числа, эквивалентно учету влияния неоднородностей. Это обстоятельство позволяет значительно упростить расчет неоднородных волноводов за счет использования собственных функций волновода простой формы и собственных чисел волновода с неоднородностью. Достаточность учета собственного числа волновода с неоднородностью подтверждена для слоистых и частич­но заполненных волноводов, для которых материалом неоднородности является диэлек­трик или феррит. Аналогично следует считать справедливым это утверждение для волно­водов с неоднородностями (гребнями), изготовленными из металла. Последующее при­менение МПС требует незначительных аналитических изложений и позволяет получать несложные конечные аналитические выражения. При этом в получаемые результаты предварительно вносится определенная погрешность, предполагаемая величина которой соизмерима с погрешностью применения численных решений для собственных функций и ограничения количества членов в рядах.

Внутренняя задача для регулярных гребневых волноводов. Представим рас­крыв рупорной антенны в виде аналитических зависимостей от продольной координаты г, описывающих образующие стенок и гребней антенны, как показано на рис. 1.

Га

Рис. 1

Решение задачи предусматривает нахождение зависимостей собственных чисел от продольной координаты в подобном аналитическом виде. Кроме того, для удобства ре­шения задач синтеза необходимо иметь несложные аналитические выражения, связы­вающие значения собственных чисел и размеров сложной области поперечного сечения.

Такие выражения, представляющие собой элементы характеристического уравне­ния сложной области поперечного сечения гребневого волновода, были найдены с ис­пользованием подходов метода частичных областей [5]. Для этого поперечное сечение представляется в виде эквивалентных Г- и 2-образных областей для двух- (рис. 2, а) и четырехгребневых (рис. 2, б) антенн соответственно.

2-область

 

Г-область

 

 

II

 

 

I

 

1 \

Рис. 2

x

0

б

а

СРРСН'2008

1-ч. 2 - 3 9

Пределы применимости полученных выражений соответствуют коэффициенту ши-рокополосности порядка 8...12, что является приемлемым для проектирования достаточ­но широкополосных гребневых РА.

Задачи анализа и синтеза гребневых рупорных антенн. Использование выраже­ний для амплитуд собственных волн, полученных с помощью МПС с учетом собствен­ных чисел гребневых волноводов, позволяют одинаково эффективно решать прямые и обратные задачи. В частности, при использовании выражения для коэффициента отраже­ния волны основного типа Н10 от нерегулярной части рупорной антенны

при введении эквивалентной замены d ln Z (z)/ dz = (z) появляется возможность опре­деления таких геометрических характеристик антенны, как профиль гребня или законы образующих стенок. В частности, при линейных образующих и постоянной ширине греб­ня необходимый вид зависимости коэффициента связи (z) однозначно определяется видом профиля гребня. При этом расчет профиля гребня осуществляется путем решения характеристического уравнения для сложной области поперечного сечения гребневого волновода относительно геометрических размеров.

Дополнительным положительным эффектом при использовании указанных подхо­дов и выражений, полученных с помощью МПС, является возможность нахождения та­кой физически реализуемой конструкций РА, в которой осуществляется взаимная ком­пенсация отражения от апертуры и от нерегулярностей раскрыва путем выбора его соот­ветствующих геометрических характеристик. Реализация данного подхода позволяет достичь улучшенных характеристик согласования антенны при ее постоянных внешних размерах {длине).

Указанные подходы были использованы при расчете четырехгребневых волновод-но-рупорных антенн для использования в качестве облучателей параболического зеркала наземной антенны для спутниковых коммуникационных систем для частотного диапазо­на 3,4...12,75 ГГц. В качестве ограничений при проведении расчетов выступали условия физической реализуемости и необходимой простоты изготовления конструкции антенны, в частности необходимость в постоянной ширине гребней и линейных образующих сте­нок растрыва.

Выводы. В работе предложен подход к решению электродинамических задач рас­чета гребневых рупорных антенн, который базируется на методе поперечных сечений с учетом собственных чисел гребневых волноводов, который отличается простотой и фи­зической наглядностью. Получаемые результаты удовлетворяют большинству практиче­ских целей для проведения расчетов достаточно широкополосных конструкций гребне­вых рупорных антенн. Математический аппарат реализован в виде инженерной методики расчета двух- и четырехгребневых рупорных антенн.

Литература

1. Kerr J. L. Short axial length broadband horns / Kerr J. L. // IEEE Transactions on Antennas and Propagation. - Vol. AP-21. - №5. - 1973. - P. 71О-714.

2. Манойлов В. П. Рупорні антени на основі хвилеводів зі складною формою по­перечного перерізу: метод. посіб. Ч. 1 / В. П. Манойлов, В. В. Павлюк, В. В. Чухов. -

Житомир: ЖДТУ, 2ОО8. - 1ОО с.

3. Василенко Ю. Н. Крестообразные и четырехгребенчатые волноводно-рупорные излучатели. Внешние и внутрение характеристики / Ю. Н. Василенко, А. С. Ильинский, Ю. Я. Харланов // Ридиотехника и электроника. - 2ОО6. - №1. - С. 6-23.

4. Каценеленбаум Б. З. Теория нерегулярных волноводов с медленно меняющи­мися параметрами / Б. З. Каценеленбаум. - М.: Изд. АН СССР, 1961. - 216 с.

Страницы:
1  2  3  4  5  6  7  8  9  10  11  12  13  14  15  16  17  18  19  20  21  22  23  24  25  26  27  28  29  30  31  32  33  34  35  36  37  38  39  40  41  42  43  44  45  46  47  48  49  50  51  52  53  54  55  56  57  58  59  60  61  62  63  64  65  66  67  68  69  70  71  72  73  74  75  76  77  78  79  80  81  82  83  84  85  86  87  88  89  90  91  92  93  94  95  96  97  98  99  100  101  102  103  104  105  106  107  108  109  110  111  112  113  114  115  116  117 


Похожие статьи

Автор неизвестен - 13 самых важных уроков библии

Автор неизвестен - Беседы на книгу бытие

Автор неизвестен - Беседы на шестоднев

Автор неизвестен - Богословие

Автор неизвестен - Божественность христа