Автор неизвестен - Сборник научных трудов 3-го международного радиоэлектронного форума прикладная радиоэлектроника - страница 96

Страницы:
1  2  3  4  5  6  7  8  9  10  11  12  13  14  15  16  17  18  19  20  21  22  23  24  25  26  27  28  29  30  31  32  33  34  35  36  37  38  39  40  41  42  43  44  45  46  47  48  49  50  51  52  53  54  55  56  57  58  59  60  61  62  63  64  65  66  67  68  69  70  71  72  73  74  75  76  77  78  79  80  81  82  83  84  85  86  87  88  89  90  91  92  93  94  95  96  97  98  99  100  101  102  103  104  105  106  107  108  109  110  111  112  113  114  115  116  117 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1 7

 

 

 

 

 

 

 

4

 

 

 

[

 

 

 

 

 

 

 

 

-50    -40    -30    -20    -10     0      10     20     30     40     50 60

Угол наблюдения 0_, градус Рис. 8. Экспериментальная диаграмма направленности решетки

Заключение. Проведен численный анализ согласования и диаграммы направленно­сти линейной антенной решетки с диаграммой направленности типа «косеканс». Рас­смотрена антенная решетка с последовательной схемой возбуждения излучателей, в ко­торой излучатели возбуждаются от основной линии с помощью ненаправленных ответви-телей. В такой решетке возникают серьезные трудности в реализации амплитудно-фазового распределения излучателей, оптимального для формирования «косекансной» ДН. В связи с этим рассмотрена возможность замены оптимального фазового распреде­ления на ступенчатое, легко реализуемое с помощью последовательной схемы питания. Исследовано влияние параметров такого фазового распределения на параметры ДН.

Литература

1. Зелкин Е.Г., Соколов В.Г. Методы синтеза антенн. - М.: Сов.радио, 1980, 291 с.

СРРСН'2008

1-ч. 2 - 1 28

МОДЕЛЬНІ ДОСЛІДЖЕННЯ ХАРАКТЕРИСТИК ДРУКОВАНОЇ РЕЗОНАТОРНОЇ АНТЕНИ

І.Н.Прудиус, В.Д.Голинський, Є.І.Яковенко Національний університет «Львівська політехніка» In this work operating characteristics of printed cavity antenna were simulated and the way of their optimization was shown. Printed cavity antenna was designed as a part of active integrated unit.

Вступ. Друковані резонаторні антени (ДРА) прямокутної форми широко застосо­вуються для реалізації інтегрованих активних антен, які мають широкі функціональні можливості [1]. Для забезпечення оптимальності параметрів функціональних вузлів з ак­тивними антенами виникає потреба змінювати параметри ДРА в схемі активного вузла. Для визначення характеристик ДРА простих форм (прямокутних та дискових) викори­стовують модифікований резонаторний метод [1]. Однак цей метод не дозволяє врахову­вати зміни конфігурації випромінювача та умов його збудження. Тому для дослідження впливу особливостей збудження та конфігурації ДРА на її характеристики авторами за­стосовано чисельний метод, основні положення якого наведено в [2].

Об'єкт та засоби дослідження. Об'єктом дослідження була ДРА, що складалася з випромінювача, нанесеного на діелектричний підшарок, екрану та штиревого збуджува­ча, до якого під'єднана коаксіальна лінія. Розмір випромінювача b вибирався з умови ре­зонансу на заданій робочій частоті. Збуджуючий штир був з'єднаний з випромінювачем у точці на його осі симетрії (рисі).

Перемичка

Випромінювач

Підтирок

Екран

Рис. 1. Друкована резонаторна антена

ДРА виконана на діелектричній платі ЯТ Бигс^ 5870 з наступними електродинамічними характеристиками: є = 2,33 ; tg8 = 0,0012. Товщина плати вибрана з точки зору максимального к.к.д. по потужності випромінювання просторових хвиль основної поляризації [1] і складала 3 мм на робочій частоті 2,4 ГГц. Резонансна довжина антени Ь визначена з врахуванням вкорочення випромінювача за рахунок крайової ємності випромінюючих щілин і складала 38 мм. Нерезонансний (поперечний) розмір антени вибраний рівним 46 мм, що давало відношення сторін випромінювача приблизно 1,2. Особливістю досліджуваної ДРА була наявність врізок на випромінювачі (рис. 2).

1 І-к

1 »-

у

л.

Рис. 2. Випромінювач з врізками

СРРСH'2GG8

I- ч . 2 - І 2 9

МРФ^8

Найбільш важливими електричними характеристиками ДРА в складі різних функціональних вузлів є залежність вхідного опору та діаграми спрямованості (ДС) анте­ни від особливостей збудження та робочої частоти. Для чисельного моделювання залежності вхідного опору антени від частоти використана найновіша професійна про­грама AWR Design Environment 2GG3 [3] за наступних умов моделювання. Зона моделю­вання являє собою паралелепіпед з поперечними розмірами 64 х 64 мм, в якому знаходи­лася досліджувана антена. Над випромінювачем антени знаходився шар повітря, з висо­тою, що у 1G разів перевищувала товщину підшарку. На всіх поверхнях зони, крім нижньої та верхньої, встановлені граничні умови, що відповідали ідеально провідній поверхні. Нижня поверхня була провідною, а верхня - являла собою вільний простір з хвильовим опором 12Gn Ом. Просторова дискретизація досліджуваної зони виконувалась у відповідності до критерію Найквіста і рекомендацій [2]. Моделювання ДС резонаторної антени виконано з допомогою програми CST Microwave Studio [4], яка характеризується удосконаленою тривимірною графікою, що дало можливість наочно представляти поле випромінювання. Наявність в програмі генератора комірок, який вибирає форму комірок в залежності від геометрії досліджуваної структури, а розміри комірок - у відповідності з електродинамічними параметрами середовища, забезпечило підвищену точність моделю­вання поля.

Результати досліджень. На рис.3,а та 3,б представлені результати дослідження для активної R та реактивної X складової вхідного опору антени. Одержані результати дозво­ляють визначити резонансну частоту антени за максимумом активної складової вхідного опору, яка практично не залежить від положення збуджувача. В той же час зміна поло­ження збуджувача дозволяє у широких межах змінювати як активну, так і реактивну складову вхідного опору, що необхідно при оптимізації режиму роботи функціонального вузла.

Рис. 3. Залежності активної а) та реактивної б) складової вхідного опору антени від частоти при різних положеннях збуджувача: 1 - АЬ=0 мм; 2 - АЬ=4 мм; 3 - АЬ=8 мм; 4 - АЬ=12 мм; 5 - АЬ=15 мм

Наступний етап моделювання полягав у дослідженні впливу врізок, виконаних на випромінювачі антени, на її характеристики. Були застосовані два типи врізок (рис.2): розташовані на торцевих краях випромінювача з розмірами а'хЬ' та розташовані на боко­вих краях випромінювача з розмірами а"хЬ". Результати моделювання залежності вхідного опору антени від частоти для різних розмірів врізок, розташованих на торцевих краях випромінювача, подані на рис. 4а,б. У всіх випадках розмір с залишався незмінним: с=12 мм. Збільшення глибини врізки до Ь'=14 мм не призвело до помітного впливу на частотні характеристики антени, що можна пояснити взаємною компенсацією додаткових реактивностей протилежного знаку.

СРРСH'2GG8

I . 2 - 1 3 G

МРФ^8

2.30 2.40 2.50 2.60, ГГц 230        240       250        2.60, ГГц

Рис. 4. Зміна вхідного опору антени за наявності врізок на торцевих краях випромінювача: 1 - а'=0, Ь'=0; 2 - а'=2, Ь'=8; 3 - а'=4, Ь'=8; 4 - а'=6, Ь'=8; (всі розміри в мм)

Результати моделювання залежності вхідного опору антени від частоти для різних розмірів врізок, розташованих на бокових краях випромінювача, подані на рис. 5а,б.

2.00       2.10      2.20       2.30      2.40, ГТц        2.00     2.10     2.20      2.30      2.40, ГГц

Рис. 5. Зміна вхідного опору антени за наявності врізок на бокових краях випромінювача: Ь ' '=8; 1 - а' '=2; 2 - а' '=4; 3 - а' '=6; 4 - а' '=8 (всі розміри в мм)

Одержані результати моделювання вказують на можливість зміни резонансної час­тоти резонаторної антени в сторону вищих частот з допомогою торцевих врізок на випромінювачі, а в сторону нижчих частот - з допомогою бокових врізок. При цьому ні граничні значення опорів, ні форма частотних характеристик практично не змінюються. Додатково виявлено, що застосування вузьких поперечних врізок або щілин на випромінювачі з метою перестроювання частоти антени незначно вплинуло на її частотні характеристики. Однак при цьому помітно погіршилися характеристики випромінювання антени через зменшення амплітуди струмів на торцях, викликаного розташуванням поперечної щілини на шляху високочастотних струмів. При збільшенні довжини врізки або щілини рівень поперечних струмів зростає, що призводить до збільшення відносного рівня кросполяризаційного випромінювання.

Порівняння ДС Р1(0,ф) в площині хоу (рис.2) і Р2(0,ф) в площині 2оу для прямокут­ного випромінювача на робочій частоті 2,4 ГГц виявило їх відмінність (рис.6,а,б), яка полягає у наступному: ДС Б2(0,ф) показує вищий рівень випромінювання антени під гос­трими кутами до площини випромінювача, що пов'язано з впливом поверхневих хвиль, збуджуваних резонансними струмами, які протікають в напрямку осі 2.

При підвищенні частоти джерела від 2,4 до 2,8 ГГц максимум випромінювання по напруженості електричного поля спадає на 24% (рис.7). Рівні поперечних та поздовжніх струмів стають близькими за величиною, що призводить до повороту ДС навколо осі у. Це свідчить про значне збільшення рівня кросполяризаційного випромінювання антени.

СРРСН'2008

І-ч . 2 - 1 3 1

Спільною рисою для всіх ДС є наявність їх асиметрії, пов'язана з впливом штиревого збуджувача на поле антени. Відображення цієї конструктивної особливості резонаторної антени свідчить про достатньо високу точність моделювання.

Рис. 6. Діаграми спрямованості резонаторної антени в площині хоу (а) і площині      (б) на робочій частоті 2,4 ГГц

Рис. 7. Діаграми спрямованості резонаторної антени в площині xoy (а) і площині zoy (б) на частоті 2,8 ГГц

Дослідження ДС запропонованих модифікованих резонаторних антен (рис.2) вия­вило в цілому незначні зміни у характеристиках випромінювання порівняно з базовою конструкцією. При застосуванні поздовжніх врізок a х b спостерігаються менші зміни ДС на вищих частотах, що пов' язано з придушенням поперечних струмів на випромінювачі і зменшенням кросполяризаційного випромінювання.

Висновки. За отриманими результатами моделювання можна стверджувати про можливість змінювання вхідного комплексного опору антени шляхом підбору положення збуджувача для оптимізації режима роботи функціонального вузла з ДРА. При моделюванні також виявлений ефект перестроювання резонансної частоти ДРА з допо­могою врізок на прямокутному випромінювачі: врізки на торцевих краях випромінювача підвищують резонансну частоту, а на бокових краях - понижують її.

Література

1. Панченко Б.А , Нефедов Е.И. Микрополосковые антенны.-М.:Радио и связь, І986. - І44 с.

2. Hansen R.C. Moment Methods in Antennas and Scattering. Artech Boston, London, !99G. - 493 p

3. AWR Design Environment 2GG3. Applied Wave Research Inc. 2GG4.

4. CST Microwave Studio. Dundas Software Ltd, 2GG4.

СРРСH'2GG8

I . 2 - І 3 2

ОБ ЭФФЕКТИВНОСТИ ПЕРЕДАЮЩИХ АНТЕНН НА ТРОПОСФЕРНЫХ РАДИОЛИНИЯХ

Петров В А., Шейко С А. Харьковский национальный университет радиоэлектроники 61166, Харьков, пр. Ленина 14, каф. радиоэлектронных систем, тел. (057) 702-15-87

E-mail: res@kture.kharkov.ua The transmitting antenna gain loss in the troposphere radio systems has been noticed by a number authors [1,2]. A reason of the loss is not quite clear. The phase structure of the scattered field as a possible reason of the transmitting antenna gain loss is examined in this work. It is shown that the scattered field contains the alternating component. There are a few antipodal sig­nal allocated within the whole scattering volume. That is a possible reason of the transmitting antenna gain loss.

Введение. Известно, что в системах, использующих явление дальнего тропосфер­ного распространения ультракоротких радиоволн (ДТР), увеличение коэффициента на­правленного действия (КНД) антенн не приводит к пропорциональному увеличению мощности сигнала. Такое суммарное снижение эффективности антенн, называемое поте­рями усиления, достигает 10...12 дБ [1]. Снижение эффективности приемных антенн свя­зано с неоднородностью поля в плоскости апертуры и составляет около 5 дБ при КНД G2 и 30 дБ [2,3]. Оценки снижения КНД передающих антенн G1 по экспериментальным

данным и интерпретация потерь усиления разными исследователями неоднозначны. Од­нако установлено, что при G1 > 30 дБ средние потери составляют около 5 дБ и растут с увеличением G1. Есть основания считать, что снижение эффективности передающих ан­тенн связано с некоторыми интегральными факторами, проявляющимися в рассеиваю­щем объеме V конечных размеров. Выявление этих факторов существенно для рацио­нального проектирования и повышения эффективности тропосферных линий передачи сигналов.

Цель работы состоит в оценке фазовых соотношений между вторичными волнами, рассеянными разными частями области V , в условиях ДТР из-за разности хода на пути от передающей до приемной антенны.

Задача состоит в оценке амплитуд и фаз сигналов, приходящих от области рассея­ния радиоволн V под разными углами, по результатам экспериментального измерения диаграмм направленности приемной антенны [2] при ее вращении в горизонтальной плоскости.

1. Экспериментальные диаграммы направленности приемной антенны. В ра­боте [2] приведены диаграммы направленности (ДН), полученные на трассе ДТР протя­женностью 205 км при вращении приемной антенны с шириной ДН в горизонтальной плоскости 6г и 0,7°. Прием сигналов осуществлялся антенной в виде усеченного парабо­лоида вращения размером 2 х10 м. На передающем конце трассы использовалась анало­гичная антенна. При скоростях вращения 18 и 36 град./с период записи ДН составлял 10 или 20 с. Поэтому ряд последовательно записанных за 80 с диаграмм, искаженных флук-туациями диэлектрической проницаемости воздуха s = 80 + 8фл, соответствует малым

изменениям среднего значения 80 в объеме V и разным реализациям (выборкам) флук­туирующей составляющей 8фж.

Максимумы принятого сигнала достигаются при таком положении передающей и приемной антенн, когда оси их ДН лежат в плоскости большого круга. Поскольку шири­на ДН антенны в вертикальной плоскости 6е и , то при неподвижной передающей ан­тенне и вращающейся приемной область рассеяния радиоволн V перемещается в про­странстве по приблизительно параболической траектории над поверхностью Земли. Вер­шина параболы находится в плоскости большого круга на минимальном расстоянии к

СРРСН'2008

I-ч. 2 - 1 3 3передатчику. Такая ориентация антенн соответствует условиям ДТР и максимальному среднему уровню сигнала. На рис.1 (а,б) приведены заимствованные из [2] примеры за­писи сигналов на выходе приемника при вращении антенны, а на рис.2 - усредненные и нормированные данные для серии измерений, соответствующей относительно слабым флуктуациям е (сплошная линия). В том же угловом масштабе на рис.2 показана норми­рованная ДН приемной антенны в свободном пространстве (штриховая линия).

1-!-!-!-!-Г

Рис. 1

-

-

-71

-

-

 

...........

......

V

...........

...........

...

 

 

 

и

—Н—'

 

 

 

 

 

И

 

 

 

 

 

 

1—м—

1

 

 

 

 

 

/1

.....IV""

 

 

 

 

/ \

 

.....1

 

 

 

3-2 -1 0 1 2 3

Рис. 2

Обращает на себя внимание тот факт, что ширина главного максимума усреднен­ной ДН меньше ширины ДН в свободном пространстве, хотя усреднение диаграмм проводилось без совмещения главных мак­симумов. Поскольку в обоих случаях отклик приемника описывается сверткой простран­ственного распределения источников сигна­лов с импульсной реакцией приемной систе­мы, сужение наблюдаемой ДН свидетельст­вует о наличии в пространственном распре­делении источников вторичных волн проти­вофазных компонент.

2. Алгоритм и результаты дополнительной обработки экспериментальных данных. Исходя из физической интерпретации природы вторичных волн авторами тео­рии рассеяния Букером и Гордоном [4] можно считать, что вторичное излучение при ма­лых углах рассеяния порождается электрическими диполями, образованными крупно­масштабными неоднородностями. Их максимальный масштаб ограничен размером облас­ти V, связанным с шириной ДН передающей антенны. Ориентация /-го дипольного мо­мента р, совпадает с направлением вектора электрического поля падающей волны Е0. Поскольку диполи возбуждаются бегущей волной, разность фаз волн, приходящих в точку приема от разных частей объема V связана лишь с разностью хода, которая моно­тонно увеличивается с отклонением луча от плоскости большого круга и высотой над по­верхностью Земли.

На трассе длиной 200 км горизонтальное отклонение направления прихода волны на ~0,06° изменяет фазу сигнала на п . Отклонение на 0,35° , т.е. на полуширину ДН, из­меняет фазу волны на 6п. Очевидно, при разной ширине ДН в объеме V число зон Фре­неля различно, а суммарный эффект действия этих зон изменяется не монотонно. Это

СРРСН'2008

1-ч . 2 - 1 3 4может быть одной из причин большого разброса оценок потерь усиления передающих антенн в разных экспериментальных работах. В ходе дополнительной обработки данных работы [2] рассматривалась возможность синтеза одного из вероятных пространственных распределений X(6) амплитуд источников вторичных волн, которая отвечала бы одно­временно двум требованиям:

- свертка этого распределения с известной импульсной реакцией (ДН в свободном пространстве) отличается от экспериментальных диаграмм в среднеквадратичном не бо­лее, чем на конечную величину а ,

- источники однополярны.

Как показано ниже, среди действительных функций отсутствуют решения, удовле­творяющие указанным требованиям.

Для синтеза решения использовался итерационный алгоритм Ван-Циттерта [5]. Суть алгоритма состоит в следующем. Вначале формируется произвольная гипотеза рас­пределения источников. Свертка этого распределения с импульсной реакцией приемной части системы сравнивается с измеренной экспериментально диаграммой направленно­сти и вносится коррекция в гипотезу. Такая процедура повторяется циклически заданное число раз N. Скорректированная N раз гипотеза и является искомым решением. Сред-неквадратическая разность эксперимериментальных данных и вычисляемой свертки кон­тролируется в каждом цикле итераций. В общем виде такая задача соответствует реше­нию интегрального уравнения Фредгольма I рода и имеет точное решение при точно за­данной правой части. Применение такого алгоритма к обработке экспериментальных данных приводит к неограниченно растущей ошибке, т.е. задача является некорректной по Тихонову А.Н. Решение таких задач существует, если ищется не точное решение, а одно из множества решений, отличающихся в среднеквадратичном на конечную величи­ну. Для регуляризации решения задачи по Тихонову А.Н. применяются разные способы коррекции решений, которые, как правило, можно свести к эквивалентным операциям коррекции частотной характеристики инверсного фильтра. Известны также процедуры нелинейной обработки, корректирующие характеристику в каждом цикле итераций.

В нашем случае итерационный алгоритм Ван-Циттерта модифицирован введением нелинейной обработки спектра решения и экспоненциальным подавлением его высоко­частотных составляющих. После модификации алгоритм сходится к одному из возмож­ных решений при произвольном выборе первоначальной гипотезы.

Для ограничения классов функций, в которых ищется решение, дополнительной не­линейной операцией запрещались отрицательные значения решения. Многочисленными экспериментами установлено, что в этом случае достичь сходимости алгоритма с задан­ной допустимой ошибкой невозможно, т.е. среди однополярных функций регулярные в указанном смысле решения отсутствуют.

Если не вводится такое ограничение, то в классе знакопеременных функций эффек­тивная сходимость достигается после 15...20 итераций. Устойчивость алгоритма к слу­чайным ошибкам эксперимента проверялась увеличением числа итераций до N = 300 . Даже при таком числе итераций среднеквадратическая ошибка а монотонно уменьшает­ся.

На рис.3 (а) показаны экспериментальная ДН (сплошная линия) и результат синтеза искомого распределения источников после 100 итераций (штриховая линия), а на рис.3 (б) - зависимость среднеквадратической ошибки а от числа итераций N .

Решение интегрального уравнения свертки или уравнения Фредгольма I рода фор­мально сводятся к инверсной фильтрации, что эквивалентно увеличению разрешающей способности системы путем сужения импульсной реакции (т.е. подъему высших состав­ляющих спектра свертки). В нашем случае достигается увеличение разрешающей спо­собности примерно в 2 раза. Дальнейшее повышение разрешающей способности ограни­чено недостаточно большим отношением сигнал/шум.

СРРСН'2008

1-ч. 2 - 1 3 5

Существенной для анализа информативной частью приведенных графиков является интервал углов ). За пределами этого интервала сигналы на выходе приемника

обусловлены вторичным излучением из тех частей пространства, которые не принадле­жат области рассеяния V при ДТР.

Кроме знакопеременной части в этом интервале углов присутствует средняя со­ставляющая, что согласуется с установленным экспериментально фактом наличия «коге­рентной» составляющей рассеянного сигнала в точке приема [1].

Синтезированное угловое распределение амплитуд источников (см. рис.3, а) вполне может соответствовать выборочному распределению диэлектрической проницаемости е среды в реальной атмосфере.

3-2-101230° 0 20 40 60 80 n

а) б)

Рис. 3

Выводы. В пределах главного лепестка диаграммы направленности передающей антенны в объеме рассеяния существуют области противофазного излучения, сравнимые межу собой по интенсивности. Количество зон противофазного излучения, находящихся в объеме рассеяния, связано с шириной диаграммы направленности передающей антен­ны, причем с уменьшением ширины ДН число зон уменьшается.

Страницы:
1  2  3  4  5  6  7  8  9  10  11  12  13  14  15  16  17  18  19  20  21  22  23  24  25  26  27  28  29  30  31  32  33  34  35  36  37  38  39  40  41  42  43  44  45  46  47  48  49  50  51  52  53  54  55  56  57  58  59  60  61  62  63  64  65  66  67  68  69  70  71  72  73  74  75  76  77  78  79  80  81  82  83  84  85  86  87  88  89  90  91  92  93  94  95  96  97  98  99  100  101  102  103  104  105  106  107  108  109  110  111  112  113  114  115  116  117 


Похожие статьи

Автор неизвестен - 13 самых важных уроков библии

Автор неизвестен - Беседы на книгу бытие

Автор неизвестен - Беседы на шестоднев

Автор неизвестен - Богословие

Автор неизвестен - Божественность христа