Ю П Колонтаєвський - Електроніка імікросхемотехніка - страница 52

Страницы:
1  2  3  4  5  6  7  8  9  10  11  12  13  14  15  16  17  18  19  20  21  22  23  24  25  26  27  28  29  30  31  32  33  34  35  36  37  38  39  40  41  42  43  44  45  46  47  48  49  50  51  52  53  54  55  56  57  58  59  60 

Ік = IKm sin GV, і11-44

j    = Uж

де 2 \— - (и-5)

V С

амплітуда струму контуру.

Хвильовий опір контуру: _

P = j с • (11-6)

V Ск

Резонансна (власна) частота контуру:

і

Юо =^==г ^ (11-7)

Доки ік < Іи1, розрядний струм ік тече через тиристор VS1 назустріч

Як тільки виявиться, що і > Іи1, струм тиристора VS1 потече через VD1. До тиристора VS1 тепер прикладається зворотна напруга, що до­рівнює падінню напруги на VD1 (до одного вольта) і VS1 закривається. Час протікання струму через VD1 називається часом запирання t3an

тиристора VS1. Він повинен перевищувати час вимикання тиристора:

t   > t   . (11.9)

зап      вим 1 х

По закінченні коливального перезаряду конденсатора Ск струм ік = 0, а Ск виявляється зарядженим до напруги UJ2 зі зворотною полярністю (на схемі у дужках), а VS3 сам вимикається.

Тепер схема готова до наступного циклу роботи, коли на наванта­женні буде формуватись негативна півхвиля напруги (полярність вка­зана у дужках), для чого схема керування спочатку вмикає тиристор VS2, а по закінченні тривалості півхвилі - тиристор VS4 і т. д.

ік Тиристори VS3 і VS4, зрозуміло,

к

струмові Іи1:

1 ні — h

(11.8)

контуру;

де Г0 - період власних коливань

Часові діаграми роботи контуру примусового запирання тиристорів наведені на рис. 11.5.

Із діаграм видно, що

вантаження.

му визначається характером на-

мають потужність значно меншу за VS1 і VS2, бо працюють корот­кочасно (тільки на час запирання силових тиристорів).

Інвертор напруги формує на на­вантаженні напругу, а форма стру-

контуру примусового запирання

тиристора

T = -1; (11-12)

-± = ПІLK CK; (11.13)

iK = Ікт sin ov. (11.14) У момент, коли t = t„ і = Іа значить

І«1 = Ікт Sin Юо*і ; (11.15) ,         1            • /ні

t1 = arcsin-=

<°>0 Ікт

І

ні

-JLkСк arcsin —;

Ікт

t3an =л/Lk С к (п — 2 arcsin ).

Ікт

Якщо І  = л, то

(11.16)

(11.17)

t3an      *\/lk С к " з П; tзап > Т вим

Розрахунок параметрів кола комутації проводиться із двох останніх виразів. Значення Lk та Ск знаходяться із виразів:

2

: ні;

L_ (11.18)

Ск

2

tзап = VLKCK з ТІ > Твим ^ (11.19)

11.1.4. Інвертори напруги на повністю керованих напівпровідникових приладах

Із розглянутого вище випливає, що однією з основних проблем, яку необ­хідно вирішувати при створенні автономних інверторів на традиційних одно-операційних тиристорах (сигналом керування їх можна тільки вмикати) є

ЗАВ

ЕЛЕКТРОНІКА І МІКРОСХЕМОТЕХНІКА

забезпечення надійного вимикання тиристорів. Введення в схему інвертора вузлів примусової комутації істотно ускладнює алгоритм роботи пристрою, підвищує його вартість та габарити, і, що особливо важливо, знижує надійність.

Тому створені у останні десятиліття повністю керовані напівпровід­никові прилади на великі струми - біполярні транзистори з ізольованим затвором (IGBT- транзистори), двоопераційні тиристори та ін. - витісняють у пристроях перетворювальної техніки одноопераційні тиристори. Особливо це показово у галузі створення інверторів напруги регульованої частоти, де IGBT-транзистори (що можуть працювати на частотах до 200 кГц) майже витіснили тиристори з їх громіздкими вузлами примусової комутації і необхід­ністю використання низькочастотних силових трансформаторів.

На рис. 11.6,а,б наведено найрозповсюдженіші схеми мостових однофаз­них інверторів напруги, виконані на основі вищевказаних новітніх приладів. При цьому у якості повністю керованих силових ключів у схемі рис. 11.6,а використано біполярні транзистори з ізольованим затвором VT1-VT4, а в схемі рис. 11.6,б - двоопераційні тиристори VS1-VS4. Оскільки схеми працю­ють ідентично, розглянемо принцип їхньої дії на прикладі схеми з рис.11.6,а.

+ о

VD1

VT1

ін

VT3

Rh -Н-> Lh

Ж

VD2

VT2-^-TTH->^4?T4

VD3

a)

Ж

VD4

о-f-_   t ._ t

14

Ж

О-*-*-!-*■

VD1

VD2

VS3

VD3

4-*

VS4

б)

VD4

Рис. 11.6 - Однофазні мостові інвертори напруги на IGBT-транзисторах (а) і на двоопераційних тиристорах (б)

с

При відкритих транзисторах VT1 і VT4 та закритих VT2 і VT3 наван­таження (Rh , L ) підмикається лівим кінцем до позитивного полюса напруги джерела живлення 17ж , а правим - до негативного, і струм ін протікає у напрямку, вказаному на рисунку. Якщо VT1 і VT4 закрити, а VT2 і VT3 відкрити, то напруга на навантаженні змінить свою полярність, а струм напрямок. При активному навантаженні (за Lh = 0) струм навантаження і повторює за формою напругу на навантаженні мн. На рис. 11.7 штриховою лінією показано криві струму наванта­ження ін та вхідного струму ін­вертора і при Lh = 0 (зрозуміло, що струм і і напруга ин мають при цьому прямокутну форму).

При активно-індуктивному навантаженні (Lh > 0), що ре­ально завжди має місце, струм навантаження iН змінюється за експоненціальним законом зі сталою часу t = L /R . При за-

J     н н      н L

пиранні VT1 і VT4 у момент t незважаючи на надходження на затвори VT2 і VT3 відкриваючої напруги керування, через зміну полярності е.р.с. самоіндукції індуктивності Lh навантаження i Н буде прагнути зберегти свої значення і напрямок. Для того, щоб забезпечити його протікання, виключаючи при цьому виник­нення перенапруг, транзистори шунтують діодами VD1-VD4. Тоді струм навантаження i Н на інтервалі часу t < t < t протікає через діоди VD2 і VD3 і повертає частину енергії, накопиченої в індуктивності наванта­ження, назад у джерело живлення.

У момент часу t = t струм навантаження iН знижується до нуля, а при t > t починає протікати у протилежному напрямку - через транзис­тори VT2 і VT3, на затворах яких продовжує утримуватись відкриваю­ча напруга керування. Аналогічно на інтервалі часу t < t < t1, тобто після запирання транзисторів VT2 і VT3, струм навантаження протікає через діоди VD1 і VD4.

Рис. 11.7 - Часові діаграми роботи мостового інвертора

(вказана у дужках) струм

34В

ЕЛЕКТРОНІКА І МІКРОСХЕМОТЕХНІКА

Вихідна напруга інвертора через малу тривалість процесів кому­тації (наприклад, тривалість процесу запирання транзисторів скла­дає менш як 1 мкс, а двоопераційних тиристорів - десятки мікросе­кунд) за формою близька до прямокутної і не залежить від струму навантаження. У зв'язку з цим зовнішня (навантажувальна) харак­теристика інвертора напруги Uh = f (IJ є прямою лінією з дуже ма­лим нахилом.

Вхідний струм інвертора i1, як показано на рис.11.7, при Lh > 0 стає знакозмінним через періодичний енергообмін між ланцюгом навантаження і джерелом живлення: на інтервалі роботи транзис­торів енергія із джерела надходить у навантаження, а на інтервалі роботи зворотних діодів енергія, накопичена в індуктивності наван­таження, повертається у джерело. Наявність конденсатора великої ємності С1, що шунтує джерело живлення, забезпечує комутацію силових ключів при незмінному значенні напруги на вході інвертора, а також зворотну провідність у джерелі, якщо у якості останнього застосовано випрямляч.

Знайдемо математичний вираз для струму навантаження. Контур струму їн містить у собі Ux, Rh та Lh. Оскільки струм навантаження складається з вимушеної і вільної складових, маємо:

Ін = Ін.„р + Ін.се = І0 + АЄ /Ти , (11.20)

де Io = - струм навантаження при t = ¥ (у режимі, що встано­вився) або при Lh = 0.

Через те, що напруга на навантаженні періодично повторюється, маємо:

T

Ін (0) = -Ін (—),

що дозволяє визначити сталу інтегрування А.

Після підстановки (11.20) у (11.21) та перетворень одержимо

—— и   2e~t//%H 1

Ін =І1--(11.22)

кн      1 + e /2Тн

Максимальне значення струму навантаження знаходимо з (11.22) T

при t = —:

I   = —ж (1 - e /2 Тн)

Для забезпечення регулювання значення вихідної напруги в інверто­рах напруги або змінюють значення напруги джерела живлення Ux, або, як правило, змінюють форму вихідної напруги за рахунок зміщен­ня імпульсів керування транзисторів VT3 і VT4 відносно імпульсів ке­рування транзисторів VT1 і VT2 на кут керування а. В результаті у кривої uH(t) з'являються регульовані паузи між різнополярними імпуль­сами. Порядок подачі імпульсів керування на ключі інвертора нази­вається алгоритмом керування. Алгоритм керування і характер на­вантаження інвертора напруги визначають характер і тривалість ро­боти ключів - алгоритм перемикання.

У наш час широке застосування мікропроцесорних пристроїв у систе­мах керування інверторами напруги дозволяє реалізувати практично будь-які алгоритми перемикання, наприклад, забезпечуючи протікання в навантаженні струму практично синусоїдної форми за можливості регулювання його частоти у широкому діапазоні.

На рис. 11.8,а наведено схему трифазного інвертора напруги. Роз­глянемо найпростіший режим, коли кожні два транзистори однієї фази відкриваються поперемінно. Якщо вважати потенціал негативного полюса джерела живлення Ux рівним нулю, то потенціали точок схе­ми А, В і С будуть приймати значення або Ux, або 0. На рис. 11.8,б показані криві зміни потенціалів (рА, (рВ і (рС. Зазвичай у трифазних систе­мах вони зміщені одна відносно одної на 120 електричних градусів. До навантаження прикладена лінійна напруга -

uab = фа - ФВ'

форма якої також наведена на рис. 11.8,б.

Вихідна напруга трифазного інвертора (лінійна) являє собою у розгля­нутому режимі знакозмінні прямокутні імпульси тривалістю 120 елек­тричних градусів. Для зміни форми вихідної напруги, а також її значен­ня застосовують методи, розглянуті вище.

t-?-f-

иж

Ф Jctx Ж

7\

о-•-•-*■

Ж

Ж

Zha

ж

Zhb

ZhC

a)

9a

9b

9c

Uab^

6)

Рис. 11.8 - Трифазний інвертор напруги (а) та часові діаграми його напруг (б) З огляду на важливе місце, що зараз займають автономні інвертори напруги у силовій електроніці, особливо у галузі створення електро­приводів із регулюванням швидкості обертання асинхронних двигунів з короткозамкненим ротором, вважаємо, що надані у даному розділі ко­роткі відомості будуть корисні читачеві і стануть основою для більш глибокого вивчення цих перспективних пристроїв, теорія і схемотехні­ка яких невпинно розвиваються.

Страницы:
1  2  3  4  5  6  7  8  9  10  11  12  13  14  15  16  17  18  19  20  21  22  23  24  25  26  27  28  29  30  31  32  33  34  35  36  37  38  39  40  41  42  43  44  45  46  47  48  49  50  51  52  53  54  55  56  57  58  59  60 


Похожие статьи

Ю П Колонтаєвський - Електроніка імікросхемотехніка