Ю П Колонтаєвський - Електроніка імікросхемотехніка - страница 56

Страницы:
1  2  3  4  5  6  7  8  9  10  11  12  13  14  15  16  17  18  19  20  21  22  23  24  25  26  27  28  29  30  31  32  33  34  35  36  37  38  39  40  41  42  43  44  45  46  47  48  49  50  51  52  53  54  55  56  57  58  59  60 

VD4

Ud

+

d

і-*-1

Рис. 12.9 - Чотириквадрантний перетворювач з ємнісним накопичувачем

Припустимо, завданням перетворювача є формування на боці змінно­го струму напруги, що має форму меандру і частоту третьої гармоніки відносно частоти струму мережі f 3 діаграми на рис. 12.10 видно, що за один період мережі змінного струму з потрійною частотою відбу­вається комутація транзисторів VT1-VT4, результатом якої є форму­вання напруги заданої форми. При цьому провідний стан транзисторів VT2, VT3 (або VT1, VT4) відповідає видачі енергії із конденсатора, а провідний стан діодів VD1, VD4 (VD2, VD3) прийманню енергії у кон­денсатор із мережі. Одночасно відбувається чередування режимів роботи за різними квадрантами.

iab

Рис. 12.10 - Струм та напруга при модуляції напруги Розглянута схема також дозволяє здійснювати режим ШІМ. Інтер­вали з нульовим значенням напруги u = 0 формуються у стані провідності транзисторно-діодних пар VT2, VT4 (або VT1, VT3). Для згладжування пульсації напруги на боці змінного струму ввімкнено LC-фільтр.

Таким чином, чотириквадрантні перетворювачі з імпульсною моду­ляцією дозволяють реалізувати керовані за необхідним законом дже­рела струму або джерела напруги. Це може мати широке прикладне значення в електротехніці. 3окрема, завдяки зазначеним унікальним властивостям, у даний час ці перетворювачі стали використовуватися як базові силові елементи при побудові САФ різного призначення. При цьому застосування в перетворювачах у якості силових ключів висо­кочастотних потужних БТІ3 дозволило підвищити частоту несучого сигналу ШІМ до декількох десятків кілогерц, забезпечуючи при цьому керування потужними потоками енергії у декілька мегават з високими

3В2

ЕЛЕКТРОНІКА І МІКРОСХЕМОТЕХНІКА

енергоекономічними показниками. Це, природно, істотно розширило можливості САФ, виконаних на їхній основі, з забезпечення досить жорстких вимог до електромагнітної сумісності пристроїв з нелінійним навантаженням, у т.ч. і вентильних перетворювачів великої потужності.

12.4.2. Регулювання неактивної потужності

Зазначимо, що під неактивною потужністю розуміють потужність змінного струму, що її середнє інтегральне значення за період дорівнює нулеві. Основними складовими цієї потужності, як було показано вище, є реактивна потужність (індуктивна чи ємнісна) і потужність спотво­рення. САФ дозволяють найбільш ефективно забезпечити компенса­цію неактивної потужності вентильних перетворювачів. Тому їх ще на­зивають регуляторами неактивної потужності.

Як уже зазначалося, основою активних фільтрів (регуляторів неак­тивної потужності) є перетворювачі з імпульсною модуляцією параметрів у чотириквадрантній площині і реактивним накопичувачем на боці по­стійного струму.

Розглянемо принцип дії таких активних фільтрів у найпростішій од­нофазній системі електропостачання, що складається із генератора си­нусоїдної напруги (першої її гармоніки) u. Повний внутрішній опір гене­ратора з боку вихідних затискачів представимо індуктивністю L . На­вантаження є нелінійним (наприклад, випрямляч), а струм, що тече через навантаження, містить окрім основної (першої) гармоніки і вищі гармоніки, що їх узагальнено представимо струмом і

На рис. 12.11 показано типові схеми вмикання активних фільтрів, що є генераторами струму чи напруги. Фільтр з паралельним вмиканням ге­нератора вищих гармонік струму і які знаходяться у протифазі до ви­щих гармонік струму, створюваних нелінійним навантаженням, виконано на основі індуктивного накопичувача L . Функції ключів у схемі викону­ють БТІЗ VT1-VT4. Керування ключами здійснюється ШІМ за алгорит­мом, що забезпечує формування струмів вищих гармонік івг на виході фільтра. Перемикаються транзистори на частоті, що перевищує верхнє значення частотного діапазону гармонік. При цьому створюються пуль­сації струму і що являють собою різницю струму і і миттєвих значень струму на виході активного фільтра, шунтовані конденсатором С,.

Ємність цього конденсатора невелика, бо пульсації є високочастотними. Створювані нелінійним навантаженням вищі гармоніки струму івг цирку­люють між активним фільтром і навантаженням, не потрапляючи у коло генератора. У результаті напруга на вихідних шинах генератора буде залишатися синусоїдною. Якщо елементи схеми вважати за ідеальні, фільтр можна вважати недисипативним (таким, що втрати активної потужності у ньому відсутні). Через це між індуктивним накопичувачем і системою електроживлення відбувається періодичний обмін потужні­стю з збереженням енергетичного балансу.

Очевидно, що енергоємність накопичувача повинна бути достатньою для забезпечення надходження енергії у мережу на інтервалах, тривалість яких визначається частотою гармонік і генерованих фільтром. За на­явності активних втрат у схемі фільтра вони можуть компенсуватися надходженням енергії від мережі у фільтр на частоті першої гармоніки або від стороннього джерела (наприклад, додаткового випрямляча) ма­лої потужності.

Паралельне вмикання активного фільтра може використовуватися і при ємнісному накопичувачі (рис. 12.11,б). Тоді модуляція ключів здійснюєть­ся за алгоритмом, що формує першу гармоніку напруги мережі. Вектор цієї напруги спрямований зустрічно до напруги мережі і дорівнює напрузі генератора u, якщо знехтувати падінням напруги на L. У результаті пер­ша гармоніка струму і через активний фільтр не протікає. Однак, фільтр є джерелом напруги з малим повним внутрішнім опором, тому він шунтує вищі гармоніки струму і породжені нелінійним навантаженням. Високо­частотні пульсації напруги un на виході активного фільтра, зумовлені час­тотою перемикання ключових елементів, придушуються «легким» пасив­ним LC-фільтром. Виключення вищих гармонік струму івг з кола генера­тора та наявність LC-фільтра на боці змінного струму дозволяють забез­печити синусоїдність напруги на шинах системи з боку навантаження.

Ця задача може бути вирішена і при послідовному вмиканні актив­ного фільтра з ємнісним накопичувачем (рис. 12.11,в). У такій схемі на виході активного фільтра формується компенсаційна напруга uae, що знаходиться у протифазі до напруги u, зумовленої протіканням вищих гармонік струму івг через індуктивність L^. У результаті компенсації напруга на шинах змінного струму з боку навантаження, як і у схемі на рис. 12.11,б, буде дорівнювати u.іі+івгн

івг

Ld        s id

VT3 VD3

■YT2 VD2

>УТ4 VD4 -й­

*-о

a)

б)

в)

Рис. 12.11 - Активні фільтри: паралельне вмикання з індуктивним накопичувачем (а); паралельне вмикання з ємнісним накопичувачем (б); послідовне вмикання з ємнісним накопичувачем (в)

іі

C

ф

Існують і інші схеми вмикання активного фільтра, які ми не наводимо, бо принципи їхньої роботи подібні до принципу роботи розглянутих схем.

Схеми трифазних САФ відрізняються від розглянутих тим, що в них чотириквадрантний перетворювач виконано на базі трифазної мос­тової схеми випрямлення.

Основою активних фільтрів є керування ключовими елементами методами ШІМ. Існують різні методи реалізації ШІМ, але для актив­них фільтрів основним із них є метод «спостереження» за сигналом керування регулятора фільтра. Системи, що забезпечують це «спосте­реження», досить складні і тому тут не розглядаються.

Еталонними сигналами, що за ними проводиться спостереження, можуть бути перші гармоніки струму або напруги на шинах енерго­системи у місцях підкмикання активного фільтра. Відомо, що вели­чина першої гармоніки струму (напруги) однозначно визначається ак­тивною потужністю, споживаною нелінійним навантаженням. Тому система «спостереження» постійно повинна її обчислювати. На виході фільтра будуть сформовані вищі гармоніки струму чи напруги. Наприк­лад, у схемі на рис. 12.11,а при прямокутній формі струму навантаження активний фільтр формує спектр вищих гармонік, що їхня сума дорів­нює різниці струму навантаження і та його першої гармоніки і, як показано на рис. 12.12.

л

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 12.12 - Діаграми струмів активного фільтра

Принцип активної фільтрації може бути також використано для ком­пенсації реактивної складової струму навантаження. У цьому випадку енергія, накопичена в активному фільтрі повинна забезпечувати ком­пенсацію реактивної потужності протягом половини періоду основної частоти. При такому способі компенсації обмін реактивною енергією на частоті основної гармоніки буде відбуватися між індуктивною скла­довою навантаження і фільтром. Наприклад, якщо струм випрямляча містить індуктивну складову і, то фільтр повинен генерувати на виході ємнісний струм iC = і.

ее

12.4.3. Регульований повний опір

Регулювання потужності за допомогою чотириквадрантного пере­творювача можна розглядати як регулювання його повного вхідного опору. У цьому випадку представимо перетворювач разом із накопи­чувачем на боці постійного струму двополюсником з регульованим повним вхідним опором. Очевидно, що можливість функціонування з додатним активним опором (споживання енергії) і з від'ємним активним опором (генерація енергії) буде обмежена енергоємністю накопичувачів. Робота з індуктивним чи ємнісним вхідним опором обмежень не має.

Розглянемо особливості керування повним опором більш докладно на прикладі схем, що наведені на рис. 12.11. У цих схемах можна реалізу­вати таку функцію миттєвого значення вхідного опору двополюсника

/f\ _ u (t) _   u (t)

(t) _ ~7л _    ҐЛ т ' (12АЗ)

де u(t) і i(t) - напруга та струм на вході двополюсника з боку змінного струму;

m(t) - закон модуляції струму (гладка складова); Id - струм індуктивного накопичувача.

Згідно (12.13), якщо закон модуляції струму m(t) забезпечить d(z)/dt = 0, то повний опір двополюсника буде еквівалентним лінійному активному опорові Re. Причому його значення може бути як додатним, так і від'ємним (останнє означає видачу енергії з накопичувача). Час перебування у режимах, що відповідають активному опорові, обмеже­ний у першу чергу енергоємністю накопичувача.

Відомо, що активна і реактивна потужності є інтегральними харак­теристиками енергетичного процесу, усередненими за період основної гармоніки. Тільки передача енергії відбувається не постійно від джере­ла до споживача чи навпаки, а має пульсуючий характер. Інакше, ре­активна потужність є інтегральною мірою швидкості зміни миттєвого опору z(t) у часі. Із цього випливає: якщо закон модуляції m(t) забезпе­чує періодичну зміну dz(t)/dt, то повний опір двополюсника буде мати реактивну складову. Отже, характер повного опору можна змінювати застосуванням відповідного алгоритму комутації ключових елементів активного фільтру.

Припустимо, що розглянутий чотириквадрантний перетворювач має вихідний струм (гладку складову чи усереднене значення), що змінюєть­ся за синусоїдним законом з частотою w. Тобто i(t) = Im sin at. На­пруга на його шинах з боку змінного струму u(t) = Um sin(C0t + ф), що відповідає вхідному повному опорові Z = R + jX. Фазовий зсув між струмом і напругою ф = arctg(X / R). Миттєве значення вхідного опо­ру z(t) у цьому випадку можна виразити як = u (t) = Z sin(at + ф) =

i(t)        sin at

cosф + Sinф-

cos at ^

(12.14)

sin at

R + Xctgat,

де Z = v R2 + X2; R = Z        X = Z sn^.

dz (t)   d (R + Xctgat) Xa

Тоді —:— =-:-= —2- (12.15)

dt dt sin at

Із (12.15) випливає, що при індуктивному опорі (додатне значення реактивного опору) миттєве значення вхідного опору зменшується, а при ємнісному (від'ємне значення реактивного опору) - зростає. Отже, змінюючи закон модуляції m(t), одержують значення d(z)/dt, що відпо­відає необхідному значенню повного вхідного опору перетворювача.

Наочно можливість керування повним вхідним опором видно з діа­грам для основних гармонік струму і напруги на вході чотириквад-рантного перетворювача (рис. 12.6). Залежно від того, у якому режимі працював перетворювач, його вхідний повний опір має індуктивний або ємнісний характер, а значення активного опору буде додатним чи від'ємним у залежності від напрямку потоку активної потужності - від мережі у перетворювач або навпаки. При цьому, змінюючи за­кон модуляції m(t), можна регулювати модуль і фазу струму основної гармоніки перетворювача, що буде відповідати зміні його повного вхідного опору.

Керування повним опором можливе у будь-якому чотириквадрантно-му перетворювачі з імпульсною модуляцією і, зокрема, з ємнісним нако-пичувачем. У останньому випадку перетворювач буде еквівалентним джерелу напруги, що її значення модулюється за заданим законом.звв

ЕЛЕКТРОНІКА І МІКРОСХЕМОТЕХНІКА

Можливість регулювання реактивної потужності має велике приклад­не значення для компенсації реактивної потужності й регулювання кое­фіцієнта потужності в системах електропостачання. Іншим важливим аспектом застосування чотириквадрантних перетворювачів як при­строїв з керованим повним вхідним опором є використання їх у так званих комбінованих фільтрах.

12.4.4. Комбінований фільтр змінного струму

Комбінований фільтр складається з активного елемента (функції якого у загальному випадку виконує чотириквадрантний перетворювач з керованим повним опором) та пасивних LC-ланок. З одного боку засто­сування одних тільки активних фільтрів без пасивних елементів обме­жується тим, що встановлена потужність фільтра повинна бути сумір­ною з потужністю нелінійних споживачів у системі електроживлення і тому може бути досить великою. З іншого боку, недоліками пасивних фільтрів є низька добротність, зниження ефективності фільтрації через погіршення параметрів при експлуатації і у випадках відхилення частот вищих гармонік від розрахункових значень, на які налагоджено пасивні фільтри. Так само істотним недоліком пасивних фільтрів є некерованість, що може призводити до небажаних перехідних процесів у системі.

Комбінований фільтр є компромісним технічним рішенням. Встанов­лена потужність активного елемента, функції якого виконує чотири-квадрантний перетворювач, істотно менша одиночного активного фільтра. Пасивна частина фільтра у сукупності з активним елементом u       Lc    a і—і      стає керованою. Це дозволяє коригувати екві-

Рис. 12.13 - Комбінований навантаження. У цьому випадку параметри

валентні значення параметрів комбінованого фільтру для досягнення найбільшого ефекту фільтрації вищих гармонік. Розглянемо деякі аспекти такої корекції більш докладно.

LC-фільтром, налагодженим у резонанс на v гармоніку струму, що її генерує нелінійне

му системи електроживлення з пасивним

На рис. 12.13 наведено еквівалентну схе-

фільтр

фільтраде Q - добротність резонансного контуру.

Напруга на шинах навантаження, створена струмом v-ї гармоніки, відмінна від нуля і дорівнює падінню напруги на активній складовій фільтра. Тобто uab=uR.

Підмикаючи активний фільтр до пасивного, як показано на рис.12.13, можна використовувати його як керований повний опір з регульовани­ми компонентами ra, La, C . Припустимо, що необхідно на частоті w v забезпечити uab = 0, тобто компенсувати вплив активної складової фільтра R. У цьому випадку умову резонансу, тобто рівність реактив­них складових напруг ua0 і ub0 на частоті w v можна записати у вигляді

1      R 2 + CO2 L2 —7 =-;— • (12.17)

Для реалізації цієї умови активний елемент слід перевести у режим генерації активної потужності, що буде відповідати еквівалентному не­гативному опорові. Для розглянутого випадку він буде становити

R2 +C02, L2

Re =--r-. (12.18)

Для постійної компенсації втрат активної потужності, тобто реалі­зації співвідношення (12.18), можна використати режим підкачування енергії у накопичувач на частоті основної гармоніки.

Очевидно, що керування повним опором активного елемента дозво­ляє не тільки коригувати відхилення параметрів L, C і R пасивного фільтра чи компенсувати активну складову, але і робити їхнє підлашту-вання при відхиленнях частоти w з метою збереження умови резонан­су для повного шунтування відповідної гармоніки струму. Таким чи­ном, може бути забезпечене придушення вищих гармонік у більш ши­рокій смузі частот. Ця властивість комбінованого фільтра істотно підви­щує його ефективність, бо на практиці частоти вищих гармонік не є суворо детермінованими. Окрім того, мають місце неканонічні гармо­ніки, у результаті чого частотний спектр вищих гармонік є дуже щільним і має стохастичний характер.ззо

ЕЛЕКТРОНІКА І МІКРОСХЕМОТЕХНІКА

Страницы:
1  2  3  4  5  6  7  8  9  10  11  12  13  14  15  16  17  18  19  20  21  22  23  24  25  26  27  28  29  30  31  32  33  34  35  36  37  38  39  40  41  42  43  44  45  46  47  48  49  50  51  52  53  54  55  56  57  58  59  60 


Похожие статьи

Ю П Колонтаєвський - Електроніка імікросхемотехніка